|
|
|
Circuite de limitare cu diode redresoare
Circuitele de limitare cu diode utilizeaza caracteristica neliniara a unei diode. Blocarea cesteia in anumite conditii determina limitarea propriu-zisa. Cel mai simplu circuit de limitare contine o singura dioda semiconductoare (figura 2.25)
Limitarea consta in a permite numai trecerea tensiunii pozitive, care determina dealtfel deschiderea diodei. Daca la intrare se aplica un semnal sinusoidal atunci circuitul functioneaza ca un redresor monoalternanta (figura 2.27).
Modificand schema din figura 2.25 se pot obtine alte tipuri de circuite de limitare, ca de exemplu cel din figura 2.28. Aceasta schema realizeaza o limitare superioara la tensiunea sursei U, limitare care este pusa in evidenta de caracteristica sa de transfer (figura 2.29). Un astfel de circuit se numeste limitator paralel de maxim.
Daca la intrare se aplica un semnal sinusoidal cu amplitudine mai mare ca VD (tensiunea de deschidere a diodei) atunci dioda se deschide, limitand tensiunea de iesire la valoarea V + VD .
Un limitator bilateral nesimetric este prezentat in figura 2.30. Intr-un sens limitarea are loc la tensiunea de strapungere Zener (polarizare inversa a jonctiunii), iar in sens opus limitarea se produce prin deschiderea jonctiunii semiconductoare (polarizare directa a jonctiunii).
Daca la intrare se aplica un semnal sinusoidal cu amplitudinea mai mare decat tensiunea de strapungere Zener, atunci poate fi usor pusa in evidenta limitarea bilaterala nesimetrica urmarind raspunsul circuitului la un semnal sinusoidal aplicat la intrare (figura 2.32).
Pentru tensiuni de intrare V1 < 0 jonctiunea diodei este polarizata direct, iar tensiunea de iesire este V2 = VD ~ 0.
Pentru V1 > 0, dar V1 < Vz dioda este polarizata invers, curentul prin dioda este foarte mic si V2 = V1.
Daca V1 > 0, dar V1 > Vz atunci V2 = Vz = constant.
Conectand doua diode Zener in serie se obtine un limitator derivatie bilateral simetric de tip paralel (figura 2.33) avand caracteristica de transfer din figura 2.34. Raspunsul la semnal sinusoidal este prezentat in figura 2.35.
Sintetizand, expresia tensiunii de iesire, definita pe domenii, se regaseste in relatiile:
V1=V2 dc. |V1|<Vz1 si |V1|<Vz2
V2=Vz1 dc V1>0 si V1>=Vz1
V2=Vz2 dc V1<0 si |V1|>=Vz2
Regimuri de functionare ale tranzistorului bipolar in comutatie
Pentru a pune in evidenta regimul de comutatie la tranzistorul bipolar vom considera o familie generica de caracteristici de iesire (figura 3.15).
In functie de regiunile intre care are loc deplasarea punctului de functionare se evidentiaza trei regimuri de functionare in comutatie:
- regimul de saturatie, cand tranzistorul comuta intre regiunea de blocare si cea de saturatie (AB);
-regimul de curent, cand tranzistorul comuta intre regiunea de blocare si cea activa (CD);
-regimul de avalansa, cand tranzistorul comuta intre regiunea de blocare si regiunea de avalansa (EF).
Regimul de saturatie al tranzistorului bipolar in comutatie
Acest tip de comutatie este specific nivelelor mari de semnal si este cel mai raspandit. Dependenta intre curent si tensiune este descrisa de ecuatiile Ebers-Moll, care se refera insa la tranzistorul ideal.
Functionarea in regim de saturatie are loc pentru toate cele trei moduri de conectare ale tranzistorului bipolar (baza comuna, emitor comun, colector comun), mai utilizate fiind conexiunea emitor comun (figura 3.16) si cea cu baza comuna (figura 3.17).
Indiferent de tipul conexiunii, in acest regim de lucru functionarea are loc intre regiunea de blocare si cea de saturatie, cele doua stari fiind descrise in continuare (figura 3.16). Dreapta AB este dreapta statica de sarcina.
Starea de blocare are loc pentru o tensiune VBE>0 la tranzistoarele pnp, si VBE< 0 la tranzistoarele npn. Curentii reziduali prin tranzistor se determina din ecuatiile Ebers-Moll. Deoarece:
IC=ALF*IE+ICB0 (3.55)
tinand cont ca IC + IE + IB = 0 si IE = 0 , rezulta IC = ICB0 si IB = -ICB0 , ceea ce corespunde punctului A’ din planul caracteristicilor de iesire. Situatia corespunde unui regim de blocare profunda, caracterizat de o tensiune colector-baza mare si o putere disipata redusa.
Daca IB=0 => IC=-IE=IC0/(1-ALFF)=ICE0
Pentru conexiunea emitor comun, regiunea ICB0<IC<ICE0 este considerata regiune de tranzitie intre starea de blocare si cea de amplificare si corespunde punctului C’ (figura 3.16). Pentru conexiunea baza-comuna punctul C’ se afla in regiunea activa (de amplificare). Un neajuns al acestui regim il constituie valoarea mare a curentului de colector si valoarea scazuta a tensiunii VCE admisibile, nefiind recomandata blocarea tranzistorului in acest mod.
Starea de saturatie se produce atunci cand jonctiunea emitorului si a colectorului sunt polarizate direct. Este necesar ca VBE>VD (VD fiind tensiunea de deschidere a jonctiunii baza-emitor). La limita de intrare in saturatie exista proprietatea:
IC=BET*IB si IC=ALF*IE
Punctul de intrare in saturatie este B’’ (0,ICS).
Valoarea curentilor de saturatie se obtine pentru situatii extreme:
IES=ICS~EC/RC
Conditia de saturatie impusa tensiunilor nu este comoda si de aceea se foloseste conditia pentru curenti: IE ≥ IES, IB ≥ IBS sau IB > IC /BET .
Se poate defini, in cazul saturatiei, gradul de saturatie, masurabil prin factorul de supracomanda: SE=IE/IES si SB=IB/IBS
Regimul de curent al tranzistorului bipolar in comutatie
Regimul de curent reprezinta comutarea intre regiunea de blocare si regiunea activa.
Functionarea de acest tip este specifica amplificatoarelor diferentiale. Perechea cu cuplaj prin emitor sau perechea diferentiala din figura 3.20 este printre cele mai importante configuratii de tranzistor regasite in circuitele integrate. In figura 3.20, sursa de curent IEE este realizata cu o oglinda de curent sau alte circuite similare.
Mai departe, presupunem ca Q1 si Q2 sunt tranzistoare identice si ambele rezistente de colector au valori egale. Se poate arata ca etajul diferential poate fi utilizat atat ca amplificator cat si ca comutator. Pentru aceasta vom determina caracteristica de transfer de curent continuu a circuitului. Legea lui Kirchhoff pentru bucla ce contine cele doua jonctiuni baza -emitor este: −V1 +VBE1 −VBE2 +V2 = 0
Cu tranzistorul polarizat in regiunea activa, curentul invers al jonctiunii baza-colector este neglijabil. Curentii de colector IC1 si IC2 sunt determinati de ecuatiile:
IC1=ALFF*IES*TETA*e^(VBE1/Vt) , IC2=ALFF*IES*TETA*e^(VBE2/Vt)
Pp e^(VBE/Vt)>>1 pt VBE>>Vt => Construim raportul IC1 / IC2 ca fiind:
IC1/IC2=e^(VBE1-VBE2)/V=e^Vd/Vt
Se obs ca VBE1-VBE2=V1-V2=Vd, unde Vd este diferenta (de aici si denumirea de diferential) dintre doua tensiuni de intrare si din Ecuatia lui Kirchhoff pentru curenti in nodul emitorului vom avea:
-(IE1+IE2)=IEE=IC1/ALFF+IC2/ALFF
Impartind ambii membri ai ecuatiei de mai sus prin IC1/ALFF rezulta:
ALFF*IEE/IC1=IC2/IC1+1 => IC1=ALFF*IEE/1+e^(-Vd/Vt).
Similar IC2=ALFF*IEE/1+e^(+Vd/Vt).
se observa ca prin cresterea valorii lui Vd in sens pozitiv peste 4VT se determina ca IC1 si IC2 sa se apropie de valorile αFIEE si respectiv zero.
Prin analogie, o valoare negativa a lui Vd, cu |Vd| >4VT face ca IC1 sa se apropie de zero si IC2 sa tinda catre ALFF*IEE.
Putem construi caracteristica de transfer ca in figura 3.22.
Tensiunile V01 si V02 , pentru RC1=RC2=RC, sunt definite ca
V01=VCC−IC1*RC1 ; V02=VCC−IC2*RC2
De asemenea, in figura este ilustrata iesirea diferentiala V0=V01−V02.
Putem interpreta caracteristicile din figurile 3.21 si 3.22 dupa cum urmeaza:
Aplicarea unei tensiuni Vd > 4VT = 100 mV face ca IC1 ~ ALFF*IEE si IC2 ~ 0. In acelasi timp V02 = VCC si V01 = αFIEERC . V01 poate fi micsorat corespunzator prin alegerea corecta a lui RC (V01 si V02 sa corespunda mentinerii Q1 si Q2 in regiunea activa).
Deci putem aproxima iesirea lui Q1 cu un comutator inchis si a lui Q2 cu un comutator deschis. Starea acestor comutatoare se schimba aplicand Vd < -4VT. Iesirea diferentiala de asemenea evidentiaza doua nivele de iesire distincte: unul pozitiv si unul negativ, pentru o schimbare a lui Vd de aproximativ 4VT. O a doua observatie foarte importanta este ca in intervalul -2VT<= Vd<=2VT, marimile IC1, IC2, V01, V02 au valori aproximativ liniar variabile relativ la Vd.
Pentru aceasta gama de valori ale intrarii, circuitul se comporta ca o sursa controlata. Ambele proprietati, de comutare, respectiv de amplificare ale perechii cuplate prin emitor sunt exploatate in practica. Proprietatea de amplificator joaca un rol foarte important in circuitele analogice iar caracteristica de comutatie este exploatata in circuitele digitale si in mod particular in circuitele logice din familia ECL.
Regimul de avalansa al tranzistorului bipolar in comutatie
La tensiuni de polarizare mari ale jonctiunii baza-colector purtatorii de sarcina ionizeaza atomii neutri producand o multiplicare in avalansa si o crestere accelerata a curentului de colector. Gradul de multiplicare in regiunea de sarcina spatiala il notam:
M=1/[1-(VBC/Vav)^n]. cu
- VBC - tensiunea inversa aplicata acestei jonctiuni
- Vav - tensiunea de strapungere in avalansa;
- n = 1 7 constanta tehnologica.
Vav este cea mai mare tensiune de strapungere pentru jonctiunea baza-colector cu IE constant si IC tinzand la INFINIT . VCB2, VCB1 sunt tensiuni de strapungere definite ca in figura 3.23. Ele se mai intalnesc in cataloage cu denumirea de VBR(CE0) respectiv VBR(CB0) , iar intre ele exista legatura exprimata prin relatia de mai jos:
VCB2=VCB1*(radical de ordin n din 1-h21b)
Pentru regiunea de blocare se considera o schema simpla de polarizare a tranzistorului ca in figura 3.24.
Timpul de comutatie al tranzistorului in regim de avalansa este determinat de timpul de tranzit al purtatorilor prin jonctiunea polarizata invers. La tranzistoarele de inalta frecventa, obtinute prin difuzie, timpul de comutatie are o valoare mai mica de 1ns si depinde de gradul de multiplicare M si de frecventa de taiere.
Functionarea in regim de avalansa este utilizata la obtinerea de impulsuri scurte si uneori la obtinerea de tensiuni liniar variabile sau in trepte. Acest regim nu se foloseste in mod uzual deoarece necesita tensiuni mari si prezinta instabilitate termica.
